一次静触头
厦门日华机电成套有限公司
中国 厦门
产品属性
图文详情
品牌推荐
品牌/型号
日华
一次静触头问世的绝缘栅双极性晶体管IGBT是一种新型的电力电子器件，它综合了GTR和mosfet的优点，控制便当、静触头开关速度快、工作频率高、平安工作区大。随着电压、电流品级的不竭提高，igbt成了大功率开关电源、变频调速和有源滤波器等装置的理想功率开关器件，在电力电子装置中静触头取得很是普遍的应用。 随着现代电力电子手艺的高频大功率化的成长，开关器件在应用中潜在的问题越来越凸出，开关历程引起的电压、电流过冲，影响到了逆变器的工作效率和工作靠得住性。为静触头解决以上问题，过电流呵护、散热及削减线路电感等法子被积极采取，缓冲电路和软开关手艺也取得了普遍的研究，取得了迅速的进展。本文就针对这方面进行了综述。
IGBT的应用领域 : 1, 在变频调速器中的应用 spwm变频调速系统的原理框图如图1所示。主回路为以IGBT为开关元件的电压源型spwm逆变器的尺度拓扑电路，电容由一个整流电路进行充电，控制回路发生的spwm信号经驱动电路对逆变器的输出波形进行控制;变频器向异步电念头输出相应频率、幅值和相序的三相交换电压，使之按一定的转速和旋转标的目的运转。 图1 变频调速系静触头统原理框图 2 ,在开关电源中的应用 图2为典型的ups静触头系统框图。它的根基结构是一套将交换电变成直流电的整流器和充电器以及把直流电再变成交换电的逆变器。蓄电池在交换电正常供电时贮存能量且维持正常的充电电压，处于“浮充”状态。一旦供电超出正常的范围或中断时，蓄电池立即对逆变器供电，以包管ups电源输出交换电压。
图2 ups系统框图 ups逆变电源中的主要控制对象是逆变器，所使用的控制体例中用得最为普遍的是正弦脉宽调制(spwm)法。
3 ,在有源滤波器中的应用 图3 有源滤波系统原理图 并联型有源滤波系统的原理图如图3所示。主电路是以IGBT为开关元件的逆变器，它向系统注入反向的谐波值，理论上可以完全滤除系统中存在的谐波。与变频调速器分歧的是，有源滤波器pwm控制信号的调制波是需要抵偿的各次谐波的合成波形，为了能切确的反应出调制波的各次谐波成分，必须大大提高载波的频率。这对开关器件的开关频率也提出了更高的要求。 IGBT应用中的常见问题分析 : 显然，IGBT是作为逆变器的开关元件应用到各个系统中的，经常使用的控制体例是pwm法。理论上和事实上都已经证明，如果把pwm逆变器的开关频率提高到20khz以上，逆变器的噪声会更小，体积会更小，重量会更轻，输出电压波形会加倍正弦化，可见，高频化是逆变手艺成长标的目的
【1】。可是通常的pwm逆变器中，开关器件在高电压下导通，在大电流下关断，处于强迫开关历程，在高开关频率下运行时将受到如下一系列因素的限制: (1) 发生擎住效应或动态擎住效应 图4 IGBT内部结构电路图 IGBT为四层结构，使体内存在一个寄生晶闸管，等效电路如图4所示。在npn管的基极与发射极之间存在一个别区短路电rs，p型体区的横向空穴流会发生一定的压降，对静触头j3来说相当于一个正偏置电压。在规定的范围内，这个正偏置电压不大，npn管不会导通。当ic大于一定水平时，该正偏置电压足以使npn管开通，进而使npn和pnp管处于饱和状态，于是寄生晶闸管开通，栅极失去控制作用，即擎住效应，它使ic增大，造成太高的功耗，甚至致使器件损坏。温度升高会使得IGBT发生擎住的icm严重下降。 在IGBT关断的动态历程中，如果dvce/dt越高，则在j2结中引起的位移电流cj2dvce/dt越大，当该电流流过体区短路电阻rs时，可发生足以使npn晶体管开通的正向偏置电压，满足寄生晶闸管开通擎住的条件，形成动态擎住效应。温度升高会加重IGBT发生动态擎住效应的危险。
(2) 太高的di/dt会通过IGBT和缓冲电路之间的线路电感引起开关时的电压过冲 图5 线静触头路电感不为零时的开关历程 以线路电感lб≠0时电路进行分析，如图5所示，关断历程中，感性负载电流iб连结不变，即iб=it+id连结不变，it从零增大到iб。由于二极管d导通，voe=0，由于it随时间线性减小，电感lб两端感应电压vl=vbc=lбdit/dt应为负值, vcb为正值, 即c点电位高于b点电位。
由于 it=i0(1-t/tfi) 故 vl=vbc=lбdit/dt=-lбi0/tfi<0 vcb= -vbc= lбi0/tfi 在it下降的tfi期间，开关两端电压 vt=vcem=vd-vl=vd+lбi0/tfi 因此, 在关断历程一起头，vt立即从零上升到vcem, it在从i0下降至零期间, vt=vcem不变。直到it=0、id=i0以后, vt才下降为电源电压vd，如图5(b)所示。vcem跨越vd的数值取决于lб、tfi和负载电流i0, 显然过快的电流下降率di/dt(即tfi小)、过大的杂散电感lб或负载电流过大城市引起关断时元件严重过电压, 且陪伴着很大的功耗。 可见，虽然IGBT的快速开通和关断有利于缩短开关时间和减小开关损耗，但过快的开通和关断，在大电感负载下，反而是有害的，开通时，存在续流二极管反向恢复电流和吸收电容器的放电电流，则开通越快，IGBT承受的峰值电流也就越大，甚至急剧上升，致使IGBT或续流二极管损坏。关断时，大电感负载随IGBT的超速开通和关断，将在电路中发生高频、幅值很高而宽度很窄的尖峰电压ldi/dt，常规的过电压吸收电路由于受到二极管开通速度的限制难以吸收该尖峰电压，因而vce陡然上升发生过冲现象，IGBT将承受较高的dvce/dt冲击，有可能造成自身或电路中其它元器件因过电压击穿而损坏。
(3) 在开通和关断瞬间开关器件的状态运行轨迹超出反向平安工作区(rbsoa);静触头 反向平安工作区(rbsoa)是由最大集电极电流icm、最大集射极间电压vce和电压上升率dvce/dt三条极限边鸿沟围成的，随igbt关断时的在加dvce/dt而改变，dvce/dt越高，rbsoa越窄，因此在开通和关断瞬间发生的高dvce/dt将会使开关器件的状态运行轨迹更容易超出rbsoa，影响开关靠得住性。
(4) 二极管反向恢复时的dv/d静触头t和igbt关断时的浪涌电压会静触头在开关时发生过流。 众所周知，IGBT存在弥勒电容ccg和输入电容cge，IGBT两真个电压过冲会通过ccg耦合栅极，使栅极电压瞬时升高，因为栅极负偏压和输入电容cge的存在，这时栅极电压所达到的高度比集电极的过冲要低的多，但它仍是可能跨越门槛值而使本应截止的管子导通，因此上下桥臂直通而过电流。 如果由此引起的门极电压足以使管子进入饱和，则已不是直通而是短路了。在集电极电压过冲后的震荡衰减历程中这种过流或短路也会连续屡次呈现，实验证明这一现象确实存在。
经常使用的解决体例: 一般采纳的实静触头用性法子有:选用有效的过流呵护电路、采取无感线路、积极散热、采取吸收电路和软开关手艺。
4.1 选用有效的过流呵护驱动电路 在IGBT的应用中，关头是过流呵护。IGBT能承受的过流时间仅为几微秒，这与scr、gtr(几十微秒)等器件相比要小良多，因而对过流呵护的要求就更高了。IGBT的过电流呵护可分为两种类型，一种是低倍数(1.2~1.5倍)的过载电流呵护; 另一种是高倍数(8~10倍)的短路电流呵护。对过载呵护可采取瞬时封闭门极脉冲的体例来实现呵护。对短路电流呵护，加瞬时封闭门极脉冲会因短路电流下降的di/dt太大，极易在回路杂散电感上感应出很高的集电极电压过冲击穿IGBT，使呵护失效。
因此对IGBT而言，靠得住的短路电流呵护应具有下列特点: (1) 首先应软降栅压，以限制短路电流峰值，延长允许短路时间，为呵护动作赢得时间; (2) 呵护切断短路电流应实施软关断 IGBT驱动器exb841、m57962和hl402b均能满足以上要求。但这些驱动器不克不及完全封闭脉冲，如不采纳法子在故障不消失情况下会造成每周期软关断呵护一次的情况，这样发生的热堆集仍会造成IGBT的损坏。为此可利用驱动器的故障检测输出端通过光电耦合器来完全封闭门极脉冲，或将工作频率下降至1hz以下，在故障消失时自动恢复至正常工作频率。
如图6所示，igbt的驱动模块m57962l上自带呵护功能，检测电路检测到检测输入端1脚为15v高电平时，判定为电流故障，立即启动门关断电路，将输出端5脚置低电平，使igbt截止，同时输出误差信号使故障输出端8脚为低电平，以驱动外接呵护电路工作，延时8~10μs封闭驱动信号，这样能很好地实现过流呵护。经1~2ms延时后，如果检测出输入端为高电平，则m57962l复位至初始状态。
图6 m57962l内部结构框图 4.2 采取无感线路 由前面的分析可知，相对同样的di/dt，如果减小杂散电感lб的数值，同样可以缓减关断历程的dvce/dt。对功率较大的IGBT装置，线路寄生电感较大，可用两条宽而薄的母排，中间夹一层绝缘材料，相互紧叠在一起，组成低感母线，也有专门的生产厂家为装置配套制作无感母线。无感母线下降电压过冲的意义不但为了避免过流或短路，还在于减轻吸收电路的承担，简化吸收电路结构，削减吸收电阻功耗，削减逆变器的体积。这也是很令人存眷的问题
【7】。
4.3 积极散热 IGBT在开通历程中，大部分时间是作为mosfet来运行的，只是在集射电压vce下降历程后期，pnp晶体管由放大区至饱和区，增加了一段延缓时间，使vc静触头e波形被分为两段。IGBT在关断历程中，mosfet关断后，pnp晶体管中的存储电荷难以迅速消除，使集电极电流波形变成两段，造成集电极电流较大的拖尾时间。显然，开通关断时间的延迟会增加开关损耗，而且，每开通关断一次损耗就会累加，如果开关频率很高，损耗就会很大，除下降逆变器的效率以外，损耗造成的最直接的影响就是温度升高，这不但会加重IGBT发生擎住效应的危险，而且，会延长集电极电流的下降时间和集射电压的上升时间，引起关断损耗的增加。显然，这是一个恶性循环，因此，为IGBT提供良好的散热条件是有效利用器件，削减损耗的主要法子。除正确安装散热器外，安装电扇以增强空气流通，可以有效的提高散热效率。
4.4 软开关手艺的应用 软开关手艺是在电路中增加了小电感、电容等谐振元件, 在开关历程前后引入谐振, 使开关条件得以改良, 从而抑制开关历程的电压、电流过冲, 提高开关靠得住性。目前, 适用于dc/dc和dc/ac变换器的软开关手艺有如下几种: (1) 谐振型变换器 谐振型变换器是负载r与lc电路组成的负载谐振型变换器，其谐振元件在整个开关周期中一直工作，这种变换器的工作状态与负载的关系很大，对负载的转变很敏感。
(2) 准谐振型变换器qrcs 如图7所示(a)(b)分袂为零电压准谐振电路和零电流准谐振电路，这类变换器的谐振元件只介入能量变换的某一阶段而不是全历程，一般采取脉冲频率调制法调控输出电压和输出功率。 图7 准谐振电路的根基开关单位 (3) 谐振型直流环节逆变器rdcli 图8 谐振直流环电路原理图 在逆变器直流母线与直流输入端之间插手一个辅助lc谐振回路，如图8所示，工作时启动lc电路不竭地谐振，使并联在直流母线上的电容电压vc周期性地变成零，从而为后面的逆变桥的开关器件创作发现零电压开关条件。该电路中电压vc的谐振峰值很高，增加了对开关器件耐压的要求。
(4) 零开关pwm变换器 这类变换器是在qrcs根本上插手一个辅助开关管来控制谐振元件的谐振历程，仅在需要开关状态转变时才启动谐振电路，为开通或关断制造零电压或零电流条件。如图9所示(a)为零电压pwm开关电路，(b)为零电流pwm开关电路，变换器可按恒定频率的pwm体例运行，可是由于谐振电感是与主开关管串连，lr除承受谐振电流外还要提供负载电流，这样电源供给负载的全部能量都要颠末谐振电感lr，使得电路中存在很大的环流能量，增大电路的导通损耗; 另外，lr的储能极大的依赖输入电压和负载电流，电路很难在很宽的输入电压转变范围和负载电流大范围转变时满足零电压、零电流开关条件。
图9 零开关pwm电路的根基开关 (5) 零转换pwm变换器 如果将谐振电感lr及其辅助开关电路改成与主开关并联，主开关通态时，lr中不流过负载电流，仅在“开通”与“关断”时启动辅助开关电路形成主开 关管的零电压或零电流条件, 改变主开关通、断状态，开通或关断电路。这时辅助电路的工作不会增加主开关管的电压和电流压力, 逆变器可以在很宽的输入电压范围和负载电路范围内工作在软开关状态，且电路中的无功互换被削减到最小。这种pwm变换器称为零转换pwm变换器，如图10所示:(a)为零电压转换pwm开关电路，(b)为零电流转换pwm开关电路。电路简单, 效率高是他们的主要特点。
图10 零转换pwm电路的根基开关单位 软开关手艺需要附加额外的开关元件、辅助电源、检测手段、控制策略等，辅助开关驱动电路要与主开关驱动电路隔离，且对辅助电路提出了更快的开关时间要求。电路与控制的复杂化带来了成本的提高与靠得住性的下降，故许多软开关手艺的推广应用受到很大的限制。如果软开关手艺采取新的驱动手艺，可使用与主开关驱动信号有简单逻辑关系的信号控制辅助开关，甚至由电路进行自驱动，那么控制、检测、驱动等附加电路可全部去失落，这将是软开关手艺成长的标的目的之一。
IGBT的应用领域 : 1, 在变频调速器中的应用 spwm变频调速系统的原理框图如图1所示。主回路为以IGBT为开关元件的电压源型spwm逆变器的尺度拓扑电路，电容由一个整流电路进行充电，控制回路发生的spwm信号经驱动电路对逆变器的输出波形进行控制;变频器向异步电念头输出相应频率、幅值和相序的三相交换电压，使之按一定的转速和旋转标的目的运转。 图1 变频调速系静触头统原理框图 2 ,在开关电源中的应用 图2为典型的ups静触头系统框图。它的根基结构是一套将交换电变成直流电的整流器和充电器以及把直流电再变成交换电的逆变器。蓄电池在交换电正常供电时贮存能量且维持正常的充电电压，处于“浮充”状态。一旦供电超出正常的范围或中断时，蓄电池立即对逆变器供电，以包管ups电源输出交换电压。
图2 ups系统框图 ups逆变电源中的主要控制对象是逆变器，所使用的控制体例中用得最为普遍的是正弦脉宽调制(spwm)法。
3 ,在有源滤波器中的应用 图3 有源滤波系统原理图 并联型有源滤波系统的原理图如图3所示。主电路是以IGBT为开关元件的逆变器，它向系统注入反向的谐波值，理论上可以完全滤除系统中存在的谐波。与变频调速器分歧的是，有源滤波器pwm控制信号的调制波是需要抵偿的各次谐波的合成波形，为了能切确的反应出调制波的各次谐波成分，必须大大提高载波的频率。这对开关器件的开关频率也提出了更高的要求。 IGBT应用中的常见问题分析 : 显然，IGBT是作为逆变器的开关元件应用到各个系统中的，经常使用的控制体例是pwm法。理论上和事实上都已经证明，如果把pwm逆变器的开关频率提高到20khz以上，逆变器的噪声会更小，体积会更小，重量会更轻，输出电压波形会加倍正弦化，可见，高频化是逆变手艺成长标的目的
【1】。可是通常的pwm逆变器中，开关器件在高电压下导通，在大电流下关断，处于强迫开关历程，在高开关频率下运行时将受到如下一系列因素的限制: (1) 发生擎住效应或动态擎住效应 图4 IGBT内部结构电路图 IGBT为四层结构，使体内存在一个寄生晶闸管，等效电路如图4所示。在npn管的基极与发射极之间存在一个别区短路电rs，p型体区的横向空穴流会发生一定的压降，对静触头j3来说相当于一个正偏置电压。在规定的范围内，这个正偏置电压不大，npn管不会导通。当ic大于一定水平时，该正偏置电压足以使npn管开通，进而使npn和pnp管处于饱和状态，于是寄生晶闸管开通，栅极失去控制作用，即擎住效应，它使ic增大，造成太高的功耗，甚至致使器件损坏。温度升高会使得IGBT发生擎住的icm严重下降。 在IGBT关断的动态历程中，如果dvce/dt越高，则在j2结中引起的位移电流cj2dvce/dt越大，当该电流流过体区短路电阻rs时，可发生足以使npn晶体管开通的正向偏置电压，满足寄生晶闸管开通擎住的条件，形成动态擎住效应。温度升高会加重IGBT发生动态擎住效应的危险。
(2) 太高的di/dt会通过IGBT和缓冲电路之间的线路电感引起开关时的电压过冲 图5 线静触头路电感不为零时的开关历程 以线路电感lб≠0时电路进行分析，如图5所示，关断历程中，感性负载电流iб连结不变，即iб=it+id连结不变，it从零增大到iб。由于二极管d导通，voe=0，由于it随时间线性减小，电感lб两端感应电压vl=vbc=lбdit/dt应为负值, vcb为正值, 即c点电位高于b点电位。
由于 it=i0(1-t/tfi) 故 vl=vbc=lбdit/dt=-lбi0/tfi<0 vcb= -vbc= lбi0/tfi 在it下降的tfi期间，开关两端电压 vt=vcem=vd-vl=vd+lбi0/tfi 因此, 在关断历程一起头，vt立即从零上升到vcem, it在从i0下降至零期间, vt=vcem不变。直到it=0、id=i0以后, vt才下降为电源电压vd，如图5(b)所示。vcem跨越vd的数值取决于lб、tfi和负载电流i0, 显然过快的电流下降率di/dt(即tfi小)、过大的杂散电感lб或负载电流过大城市引起关断时元件严重过电压, 且陪伴着很大的功耗。 可见，虽然IGBT的快速开通和关断有利于缩短开关时间和减小开关损耗，但过快的开通和关断，在大电感负载下，反而是有害的，开通时，存在续流二极管反向恢复电流和吸收电容器的放电电流，则开通越快，IGBT承受的峰值电流也就越大，甚至急剧上升，致使IGBT或续流二极管损坏。关断时，大电感负载随IGBT的超速开通和关断，将在电路中发生高频、幅值很高而宽度很窄的尖峰电压ldi/dt，常规的过电压吸收电路由于受到二极管开通速度的限制难以吸收该尖峰电压，因而vce陡然上升发生过冲现象，IGBT将承受较高的dvce/dt冲击，有可能造成自身或电路中其它元器件因过电压击穿而损坏。
(3) 在开通和关断瞬间开关器件的状态运行轨迹超出反向平安工作区(rbsoa);静触头 反向平安工作区(rbsoa)是由最大集电极电流icm、最大集射极间电压vce和电压上升率dvce/dt三条极限边鸿沟围成的，随igbt关断时的在加dvce/dt而改变，dvce/dt越高，rbsoa越窄，因此在开通和关断瞬间发生的高dvce/dt将会使开关器件的状态运行轨迹更容易超出rbsoa，影响开关靠得住性。
(4) 二极管反向恢复时的dv/d静触头t和igbt关断时的浪涌电压会静触头在开关时发生过流。 众所周知，IGBT存在弥勒电容ccg和输入电容cge，IGBT两真个电压过冲会通过ccg耦合栅极，使栅极电压瞬时升高，因为栅极负偏压和输入电容cge的存在，这时栅极电压所达到的高度比集电极的过冲要低的多，但它仍是可能跨越门槛值而使本应截止的管子导通，因此上下桥臂直通而过电流。 如果由此引起的门极电压足以使管子进入饱和，则已不是直通而是短路了。在集电极电压过冲后的震荡衰减历程中这种过流或短路也会连续屡次呈现，实验证明这一现象确实存在。
经常使用的解决体例: 一般采纳的实静触头用性法子有:选用有效的过流呵护电路、采取无感线路、积极散热、采取吸收电路和软开关手艺。
4.1 选用有效的过流呵护驱动电路 在IGBT的应用中，关头是过流呵护。IGBT能承受的过流时间仅为几微秒，这与scr、gtr(几十微秒)等器件相比要小良多，因而对过流呵护的要求就更高了。IGBT的过电流呵护可分为两种类型，一种是低倍数(1.2~1.5倍)的过载电流呵护; 另一种是高倍数(8~10倍)的短路电流呵护。对过载呵护可采取瞬时封闭门极脉冲的体例来实现呵护。对短路电流呵护，加瞬时封闭门极脉冲会因短路电流下降的di/dt太大，极易在回路杂散电感上感应出很高的集电极电压过冲击穿IGBT，使呵护失效。
因此对IGBT而言，靠得住的短路电流呵护应具有下列特点: (1) 首先应软降栅压，以限制短路电流峰值，延长允许短路时间，为呵护动作赢得时间; (2) 呵护切断短路电流应实施软关断 IGBT驱动器exb841、m57962和hl402b均能满足以上要求。但这些驱动器不克不及完全封闭脉冲，如不采纳法子在故障不消失情况下会造成每周期软关断呵护一次的情况，这样发生的热堆集仍会造成IGBT的损坏。为此可利用驱动器的故障检测输出端通过光电耦合器来完全封闭门极脉冲，或将工作频率下降至1hz以下，在故障消失时自动恢复至正常工作频率。
如图6所示，igbt的驱动模块m57962l上自带呵护功能，检测电路检测到检测输入端1脚为15v高电平时，判定为电流故障，立即启动门关断电路，将输出端5脚置低电平，使igbt截止，同时输出误差信号使故障输出端8脚为低电平，以驱动外接呵护电路工作，延时8~10μs封闭驱动信号，这样能很好地实现过流呵护。经1~2ms延时后，如果检测出输入端为高电平，则m57962l复位至初始状态。
图6 m57962l内部结构框图 4.2 采取无感线路 由前面的分析可知，相对同样的di/dt，如果减小杂散电感lб的数值，同样可以缓减关断历程的dvce/dt。对功率较大的IGBT装置，线路寄生电感较大，可用两条宽而薄的母排，中间夹一层绝缘材料，相互紧叠在一起，组成低感母线，也有专门的生产厂家为装置配套制作无感母线。无感母线下降电压过冲的意义不但为了避免过流或短路，还在于减轻吸收电路的承担，简化吸收电路结构，削减吸收电阻功耗，削减逆变器的体积。这也是很令人存眷的问题
【7】。
4.3 积极散热 IGBT在开通历程中，大部分时间是作为mosfet来运行的，只是在集射电压vce下降历程后期，pnp晶体管由放大区至饱和区，增加了一段延缓时间，使vc静触头e波形被分为两段。IGBT在关断历程中，mosfet关断后，pnp晶体管中的存储电荷难以迅速消除，使集电极电流波形变成两段，造成集电极电流较大的拖尾时间。显然，开通关断时间的延迟会增加开关损耗，而且，每开通关断一次损耗就会累加，如果开关频率很高，损耗就会很大，除下降逆变器的效率以外，损耗造成的最直接的影响就是温度升高，这不但会加重IGBT发生擎住效应的危险，而且，会延长集电极电流的下降时间和集射电压的上升时间，引起关断损耗的增加。显然，这是一个恶性循环，因此，为IGBT提供良好的散热条件是有效利用器件，削减损耗的主要法子。除正确安装散热器外，安装电扇以增强空气流通，可以有效的提高散热效率。
4.4 软开关手艺的应用 软开关手艺是在电路中增加了小电感、电容等谐振元件, 在开关历程前后引入谐振, 使开关条件得以改良, 从而抑制开关历程的电压、电流过冲, 提高开关靠得住性。目前, 适用于dc/dc和dc/ac变换器的软开关手艺有如下几种: (1) 谐振型变换器 谐振型变换器是负载r与lc电路组成的负载谐振型变换器，其谐振元件在整个开关周期中一直工作，这种变换器的工作状态与负载的关系很大，对负载的转变很敏感。
(2) 准谐振型变换器qrcs 如图7所示(a)(b)分袂为零电压准谐振电路和零电流准谐振电路，这类变换器的谐振元件只介入能量变换的某一阶段而不是全历程，一般采取脉冲频率调制法调控输出电压和输出功率。 图7 准谐振电路的根基开关单位 (3) 谐振型直流环节逆变器rdcli 图8 谐振直流环电路原理图 在逆变器直流母线与直流输入端之间插手一个辅助lc谐振回路，如图8所示，工作时启动lc电路不竭地谐振，使并联在直流母线上的电容电压vc周期性地变成零，从而为后面的逆变桥的开关器件创作发现零电压开关条件。该电路中电压vc的谐振峰值很高，增加了对开关器件耐压的要求。
(4) 零开关pwm变换器 这类变换器是在qrcs根本上插手一个辅助开关管来控制谐振元件的谐振历程，仅在需要开关状态转变时才启动谐振电路，为开通或关断制造零电压或零电流条件。如图9所示(a)为零电压pwm开关电路，(b)为零电流pwm开关电路，变换器可按恒定频率的pwm体例运行，可是由于谐振电感是与主开关管串连，lr除承受谐振电流外还要提供负载电流，这样电源供给负载的全部能量都要颠末谐振电感lr，使得电路中存在很大的环流能量，增大电路的导通损耗; 另外，lr的储能极大的依赖输入电压和负载电流，电路很难在很宽的输入电压转变范围和负载电流大范围转变时满足零电压、零电流开关条件。
图9 零开关pwm电路的根基开关 (5) 零转换pwm变换器 如果将谐振电感lr及其辅助开关电路改成与主开关并联，主开关通态时，lr中不流过负载电流，仅在“开通”与“关断”时启动辅助开关电路形成主开 关管的零电压或零电流条件, 改变主开关通、断状态，开通或关断电路。这时辅助电路的工作不会增加主开关管的电压和电流压力, 逆变器可以在很宽的输入电压范围和负载电路范围内工作在软开关状态，且电路中的无功互换被削减到最小。这种pwm变换器称为零转换pwm变换器，如图10所示:(a)为零电压转换pwm开关电路，(b)为零电流转换pwm开关电路。电路简单, 效率高是他们的主要特点。
图10 零转换pwm电路的根基开关单位 软开关手艺需要附加额外的开关元件、辅助电源、检测手段、控制策略等，辅助开关驱动电路要与主开关驱动电路隔离，且对辅助电路提出了更快的开关时间要求。电路与控制的复杂化带来了成本的提高与靠得住性的下降，故许多软开关手艺的推广应用受到很大的限制。如果软开关手艺采取新的驱动手艺，可使用与主开关驱动信号有简单逻辑关系的信号控制辅助开关，甚至由电路进行自驱动，那么控制、检测、驱动等附加电路可全部去失落，这将是软开关手艺成长的标的目的之一。
